Наибольшие искажения переднего фронта радиоимпульсов вносятся детектором из- за шунтирования выходного контура УПЧ входным сопротивлением детектора:
[pic]0,04мкс
Оставшееся искажение переднего фронта импульса вносится сравнительно
узкополосным УПЧ. Определим допустимые искажения, приходящиеся на один
каскад УПЧ:
[pic]
4.8. Структурная схема РПрУ
Структурная схема радиоприемного устройства моноимпульсной РЛС сопровождения
Входная цепь (ВЦ)
Входная цепь приёмника обеспечивает защиту приемника от перегрузок и
повреждения СВЧ мощностью сигнала, поступающего на рабочей частоте при
работе на одну антенну с передатчиком. ВЦ связывает выход антенно-
фидерного устройства со входом 1-ого каскада приёмника, в данном
случае со смесителем. При этом вход и выход входной цепи должны
быть согласованны с волновыми сопротивлениями присоединяемых к ним
линий передач, чтобы в местах соединения не возникало отражений СВЧ
энергии.
В нашем случае входная цепь должна выполнять следующие функции :
. частотная селекция принимаемых сигналов для уменьшения помех на нерабочей частоте.
. подавление зеркального канала.
. защита 1-ого каскада приёмника от перегрузки и повреждения мощностью СВЧ сигналов, поступающих в приёмник на рабочих частотах .
Для защиты приёмника от перегрузок будем использовать антенный
переключатель (АП) и устройство защиты приёмника (УЗП) .
Для выполнения ВЦ функций селекции и подавления шумов зеркального канала используем полосовой фильтр.
Преобразователь частоты (ПЧ)
Преобразователь частот (смеситель) РПрУ РЛС часто выполняется на диодах
по балансной схеме. Для балансных смесителей на диодах с барьером Шотки
(ДБШ) потери сигнала в сантиметровом и миллиметровом диапазоне составляют
соответственно 5..8 и 6..10 дБ, а коэффициент шума - 6..9 и 7..12 дБ, что
неприемлемо в нашем случае из-за отсутствия УРЧ в составе радиотракта.
В сантиметровом диапазоне используют ПЧ на биполярных транзисторах (БТ),
которые обладают коэффициентом усиления 3-12 дБ и коэффициентом шума 1,7
- 4,6 дб. Однако лучшие характеристики во всем СВЧ диапазоне имеют ПЧ на
полевых транзисторах (ПТ), так как в более широком диапазоне 1-15 ГГц они
обеспечивают усиление 8-12 дб при коэффициенте шума 1,1 - 3,5 дб. К
преимуществам смесителей на ПТ можно отнести более простые цепи смещения по
постоянному току и более высокую температурную стабильность. Поэтому
используем транзисторный преобразователь частоты на полевом транзисторе с
барьером Шотки (ПТШ), усилительные и шумовые свойства которого, в основном,
и определят чувствительность РПрУ.
Усилитель промежуточной частоты (УПЧ)
Основное усиление в РПрУ обеспечивается усилителем промежуточной частоты.
Схемотехника каскадов этого устройства разнообразна, однако заметно
упростить приёмник позволяет применение в качестве усилительных элементов
аналоговых интегральных микросхем(ИМС).
Основные требования, предъявляемые к УПЧ - это малый коэффициент шума и
достаточно высокий коэффициент усиления, а кроме того он должен обладать
широким динамическим диапазоном, линейной ФЧХ и равномерной АЧХ в рабочем диапазоне частот, хорошо согласован, обладать высокой надёжностью.
В настоящее время в наибольшей мере этим требованиям удовлетворяют УПЧ
на интегральных микросхемах. УПЧ с логарифмической амплитудной
характеристикой (ЛАХ), который наилучшим образом выполняет усилительные
функции при широком динамическом диапазоне входных сигналов, реализуем на
ИМС.
Детектор(Д) импульсных сигналов
При детектировании импульсных сигналов разлиают два вида: пиковое и
импульсное детектирование. В первом случае определяется только амплитуда
импульсов, качество же воспроизведения формы их огибающей играет
второстепенную роль.
В нашем случае импульсного детектирования необходимо воспроизвести
огибающую каждого поступающего на детектор радиоимпульса. Для этого обычно
применяется диодный детектор, постоянная величина времени (RC) нагрузки
которого выбирается достаточно большой, так, чтобы в течение времени
между радиоимпульсами напряжение на выходе не успевало заметно снизиться, а
изменялось по закону огибающей последовательности радиоимпульсов. Наличие в
схеме детектора реактивных элементов приводит к искажению формы импульсов,
т.к. вызывает переходные процессы , за счет которых увеличивается время
установления tу и время спада tсп импульсов на его выходе. Обеспечение
минимальных искажений формы импульсов (tу и tсп), в заданных пределах,
является главной задачей импульсного детектора. Желательно при этом
получить высокий коэффициент передачи, но не за счет увеличения искажений
сверх заданной величины.
Режим работы и параметры схемы импульсного детектора выбирается из
условия обеспечения допустимых искажений формы импульсов.
Схемы пикового и импульсного детекторов аналогичны, отличие только в том ,
что постоянная времени нагрузки у пикового детектора на два, три порядка
больше, чем у импульсного. В таких детекторах используют германиевые
диоды.
4.9. Выбор элементной базы. Задания на разработку каскадов.
На частотах до 7 ГГц в транзисторных преобразователях широко
используются биполярные транзисторы (БП), на более высоких частотах,
включая миллиметровый диапазон - полевые транзисторы с барьером Шотки
(ПТШ). Имея выбор между БП и ПТШ предпочтение отдают ПТШ, так как они
обладают лучшими шумовыми и усилительными показателями, поэтому используем
транзисторный преобразователь частоты на двухзатворном ПТШ. Для применения
в смесителе был выбран арсенид-галиевый ПТШ АП 328-2, альтернативы
которому отечественная промышленность не выпускает.
Исходные данные для расчёта:
Частота входного сигнала fc = 1,3 ГГц; l=23см;
Коэффициент шума транзистора Штр=1,5 (ориентировочно)
Частота гетеродина fг = 1,27 ГГц
Для применения в УПЧ остановимся на отечественных ИМС серии К175. Серия ИМС
175 представляет собой комплект интегральных микросхем, предназначенных для
применения в трактах промежуточной частоты радиолокационной и связной
техники, а так же в других узлах РЭА.
ИМС К175УВ2 - универсальная усилительная схема, обладает следующими
характеристиками:
Напряжение источника питания - 6,6 В
Ток потребления - 3,5 мА
Коэффициент усиления - 10
Входное сопротивление - 1 кОм
Выходное сопротивление - 1,9 кОм
Верхняя граничная частота - 40 МГц
Коэффициент шума - 10 дБ
ИМС К175УВ4 - универсальная усилительная схема, обладает следующими характеристиками:
Электрические параметры ИМС К175УВ4 при 25+10 оС и Uпит=6,3 В:
. ток потребления Iпот,мА при Uвх=0 В, не более.................1,8...3;
. напряжения на выводах, В:
9.........................................3,5...4,5;
11..................................
.........2...2,9;
12..................................
......1,3...1,5;
13..................................
.........0,9...1,5; между выводами 2 и
10...................................
.........-2...+2;
. крутизна вольт-амперной характеристики Sэ, мА/В, при Uвх=10 мВ и fвх=1
МГц.........................................................10;
. коэффициент шума Kш, дБ при fвх=20 МГц, не более..................8;
. верхняя граничная частота fв, МГц, при Uвх=10 мВ..................150.
Предельные эксплуатационные параметры ИМС К175УВ4:
. напряжение питания Uпит, В: минимальное....................................3; максимальное.................................
9,5; номинальное..................................
.6,3;
. максимальное напряжение, В, на выводах:
2,10......................12,5;
13...........................
1,2;
. входное напряжение, В: синфазное........................................2...4,4; дифференциальное.........................-
2...+2;
Исходя из необходимости обеспечения таких параметров УПЧ, как
. низкий коэффициент шума;
. малые искажения переднего фронта радиоимпульсов;
. заданный коэффициента усиления при минимальном числе каскадов
. минимальную себестоимость (исходя из данных табл. 6.1), для использования в УПЧ выбираем [7] ИМС К175 УВ 4 (рис.4.9.2).
[pic]
Рис. 4.9.2: принципиальная схема ИМС К175УВ4
Назначение выводов: 1 - общий;
2 - выход 1;
3 - внутренний нагрузочный резистор 1;
4 - вход1;
5 - общая точка внутренних нагрузочных резисторов;
6 - вход 2:
7 - внутренний нагрузочный резистор 2;
8 - +Uпит;
9 - вывод делителя напряжения 1;
10 - выход 2;
11 - вывод делителя напряжения 2;
12 - вывод делителя напряжения 3;
13 - вход регулировки усиления;
14 - вывод установки и контроля режима.
Данные для расчёта:
Частота сигнала fпч = 30 МГц
Коэффициент усиления К= 6(103
Искажения переднего фронта импульса tу = 0,09 мкс;
Для использования в детекторе из литературы [3] выбираем детектирующий полупроводниковый диод Д9Б, т.к. его характеристики удовлетворяют следующим требованиям:
fпч = 30 МГц < fд = 40 МГц;
Cд = 1...2 пФ;
Uпр = 0,9 В;
Iпр = 90 мА;
Ri = 10 Ом;
Uобрmax = 10 В;
Iобр = 250 мкА;
Rобр = 0,4 МОм.
Данные для расчёта:
Частота сигнала ПЧ fпч = 30 МГц;
Параметры входного контура Lк=50 нГн; Ск = 2 пФ;
Допустимые искажения импульса :
Время нарастания импульса tу =0,2 мкс;
Время спада импульса tсп = (0,3...0,5)Чtи = (0,3...0,5)Ч1 = 0,3 мкс;
UвхДет = 0,5 В;
Kд ~ 0,8 ...0,9.
5.Расчет элементов принципиальной схемы приемника
5.1. Антенный переключатель
Одним из основных узлов РЛП является антенный переключатель (АП).Антенные
переключатели предназначены для коммутации передатчика к антенне на
время прихода отраженных или ответных сигналов. Они должны: обеспечить
уменьшение до минимума мощности излучаемого зондирующего импульса
просачивающегося на на вход приемника; быть быстродействующими т.к. с
увеличением времени срабатывания возрастает вероятность пробоя входных
цепей приемника, а с увеличением времени востановления увеличивается
минимальная дальность РЛС (мертвая зона обзора на малых расстояниях от
РЛС); иметь минимальные потери мощности при излучении зондирующего импульса
и особенно при приеме отраженного от цели сигнала; обладать большим сроком
службы и высокой надежностью. Коммутационные АП состоят настроенных
отрезков линий и газоразрядных приборов (разрядников), изменяющих
сопротивление под действием мощных СВЧ сигналов. Разрядники включают в
фидерный тракт РЛС параллельно или последовательно.
АП на необратимых элементах применяют в РЛС сантимитрового диапазона. В качестве необратимых элементов используют фидерные вентили и циркуляторы.
При расположении феррита волноводе , передаваемая по волноводу
электромагнитная энергия. В зависимости от направления ее движения либо
поглащается либо проходит практически без потерь. Феррит помещается в
сильное поле постоянного магнита. При этом ферромагнитный резонанс
наступает только при движении электромагнитной волны в одном направлении.
При резонанасе практически вся СВЧ энергия в волноводе поглащается
вентилем.
Выбор типа АП зависит отмощности излучаемого зондирующего импульса. При мощности импульса 100-150 КВт АП реализуют путем последующего соединения ферритового циркулятора, газового разрядника и диодного резонансного СВЧ ограничителя (рис. )
При мощности 1-2 КВт газовый разрядник не вводят в состав АП.
В АП (рис. ) используют два последовательно соединенных
циркулятора Ц1 и Ц2. Сигнал от передатчика поступает на плече 1
циркулятора Ц1 и через плече 2 подается в антенну; при этом на выход
плеча 3 сигнал от передатчика проходит с существенным ослаблением (13- 25
дб). Далее сигнал с плеча 3 циркулятора Ц1 подается через циркулятор
Ц2 на разрядник Р, уменьшая его сопротивление до ноля. При этом СВЧ
сигнал отражается от разрядника к плечу 2 циркулятора Ц2 и поглощается в
согласованной нагрузке R. Зажигание разрядника Р спустя некоторое время (
с) после изменения зондирующего импульса. Выделяемая за это время энергия
может вывести из строя последующие каскады приемника. Для предотвращения
этого в схеме АП предусматривается СВЧ ограничитель, подключенный к
основной линии в т.А через отрезок линии l = l/2. Ограничитель состоит из
последовательносоединенных диода Д и короткозамкнутого шлейфа длинной l2
с индуктивным реактивным сопротивлением, параллельно которым подключен
разомкнутый емкостной шлейф длиной l1. При сигнале высокого уровня диод Д
эквивалентен цепи из последовательносоединенных сопротивления и
индуктивности.при этом между т.В и подложкой образуется параллельный
резонансный контур,сопротивление которого при резонансе велико. Значит,
четвертьволновый отрезок линии длинной l при высоком уровне сигнала
работает практически в режиме холостого хода; входное сопротивление линии
равно 0. Значит, сигнал просачивающийся в ограничитель отражается обратно в
циркулятор Ц2. Полезный сигнал, отраженный от цели, поступает от антенны на
плече 2 циркулятора Ц1, практически без ослаблений передается на плече 3
циркулятора Ц1 и далее через плечи 1 и 2 циркулятора Ц2 на разрядник Р.
Мощность отраженного сигнала недостаточна для зажигания разрядника,
вследствие чего принятый антенной сигнал передается по основной линии в
последующие каскады приемника. Для сигнала малого уровня отрезок линии
длинной l работает практически в режиме К.З.; входное сопративление этой
линии равно бесконечности и энергия принятого сигнала проходит в
последующие каскады РЛП практически без ослабления.
5.2. Разрядники защиты приемника
Защиту триодов входного каскада РЛП отперегрузки и повреждения СВЧ сигналами (от собственного передатчика РЛС или от внешних источников помех) в полосе рабочих частот, как уже указывалось, обычно осуществляют разрядником защиты приемника (РЗП) и ограничителем СВЧ-мощности на полупроводниковых диодах.
РЗП описываются двумя группами параметров: параметрами низкого
уровня мощности, характеризующими свойства РЗП в режиме приема слабых
сигналов (СВЧ разряда нет), и параметрами высокого уровня мощности
характеризующими его защитные свойства при воздействии на него мощных
импульсов СВЧ (происходит СВЧ разряд).
К параметрам низкого уровня мощности относятся:
. полоса рабочих частот Праб= fmax - fmin, выраженная в процентах по отношению к средней частоте рабочего диапазона Праб, % ;
. потери в режиме приема Lпр, дБ;
. коэффициент стоячей волны КСВ.
Основными параметрами высокого уровня мощности являются:
. максимально допустимая импульсная мощность Pи(кВт)на входе РЗП;
. мощность зажигания Pзаж (мВт) - максимальная импульсная мощность, на выход ЗП;
. энергия пика Wп (Дж) и мощность плоской части Pпл (мВт) СВЧ импульса, просачивающаяся через РЗП во время его горения;
. время восстановления РЗП tв (мкс),
. характеристика времени tG после окончания вх.импульса СВЧ, в течение которого потери снизятся до условной величины Lпр + G (дБ).
Диодный ограничитель, в отличае от РЗП, не требует никаких питающих
напряжений и поэтому обеспечивает защиту как при включенной, так и при
выключенной аппаратуре. Он характеризуется двумя состояниями: состоянием
пропускания при малой мощности сигнала, т.е. на низком уровне мощности
(потери пропускания Lпр малы), и при состоянием запирания при большой
мощности сигнала, т.е. на высоком уровне мощности (потери запирания Lзап
велики).
5.3. Входная цепь
В используемом диапазоне частот в силу особенностей несимметричных
полосковых волноводов [9] наиболее перспективно использование согласующих
цепей на микрополосковых линиях. Основными характеристиками микрополосковой
линии, сечение которой показано на ( рис.5.1.1, б) являются: волновое
сопротивление и эффективная диэлектрическая проницаемость, которые зависят
от толщины подложки Н, ширины микрополосковой линии Е, толщины
металлизированного слоя t и относительной диэлектрической проницаемости e.
Из соображений технологичности широкое применение в качестве полосовых
фильтров (ПФ) находит связанная система из резонансных полуволновых
разомкнутых резонаторов [3]:
рис.5.1.1
Такой ПФ (рис.5.1.1,а) образован рядом одинаковых параллельно связанных
линий (длина участка связи равна L0/4), и является наиболее употребительным
из-за отсутствия особо критичных размеров.
Основными исходными данными для проектирования такого полосового фильтра
являются:
частота сигнала, полоса пропускания приёмника, затухание в полосе
пропускания Lп, обычно принимаемое за 3 дБ, полоса заграждения Пз,
определемая в нашем случае как Пз=4fпч=120 МГц, затухание на границах
полосы заграждения Lз=26 дБ, волновые сопротивления подводящих линий
W0=75 Ом.
При использовании для аппроксимации частотной характеристики фильтра
максимально плоских функций Баттерворта можем посчитать число элементов n
по формуле:
n=lg (Lз-1)/(Lп-1) / lg(Пз/Ппр)
n=lg (20-1) / (1,4-1) / lg(120/1,03) = 0,81
Округляем в большую сторону и получаем, что проектируемый ПФ должен
состоять из (n+1)=2 элементов.
Электрическая длинна li отрезков связанных линий всех звеньев фильтра
одинакова: li =L0/4, где L0- длина волны в линии на частоте fс: L0=f0/2e, e - эффективная диэлектрическая проницаемость среды в линии, равная для симметричной полосковой линии относительной диэлектрической проницаемости диэлектрика линии.
Для найденного значения n и заданного Lп=1,4 и Пп/f0=0,2 определяем (n+1)
коэффициент qi (табл. 3.4) [9], которые представляют собой перепады
характеристических сопротивлений ступенчатого перехода: q1=q3=833,56 q2=374123
Затем определяем величину переходных затуханий связанных звеньев (дБ):
Сi=10lg(qi+1)
q1=q3=833,56 q2=374123
C1=C3=29,2 дБ C2=55,7 дБ
Теперь по таблице 3.5 [ 9 ] определяем для каждого звена bi/d и
Si/d
b1/d=b3/d=0,993
S1/d=S3/d=3,08
5.4. Преобразователь частоты (смеситель)
Схема преобразователя частоты на полевом транзисторе с внешним гетеродином ([4]):
[pic]
В преобразователе частоты на двухзатворном ПТШ АП 328-2 напряжения сигнала и гетеродина подаются на разные затворы, что позволяет добиться лучшей развязки между сигнальной и гетеродинной цепью по сравнению со смесителем на однозатворном ПТ ([3]). Преобразование частоты обеспечивается за счет изменения крутизны сток - затворной характеристики по сигнальному затвору под воздействием переменного напряжения на гетеродинном затворе.
[pic]Рис.3
Основные параметры транзистора берём из справочника [ 5 ] .
Uси=2 В .
Rи=200 Ом .
Iс о=5 мА .
Uзи о=0,5 В .
Sнач=6 мА/В
Пользуясь характеристиками ПТ (рис.3), выбираем напряжение смещения:
Eсм=UЗИотс/2=0,5/2=0,25 В
Сумма амплитуд сигнала и гетеродина не должна превышать Eсм.
Полагаем,что для ПТ крутизна при UЗИ=0: Sнач=6 мА/В, при UЗИ=UЗИотс/2: Sнач/2=1,5 мА/В
Зависимость тока стока от напряжения затвор-исток UЗИ имеет вид:
IС=0,5(Sнач((1+ UЗИ / UЗИотс)2
При подаче на вход смесителя напряжений сигнала uc=Uсcoswct и гетеродина uг=Uгcoswгt получаем амплитуду тока частоты wп=wг-wс:
Iп=0,5(Sнач(Uс(Ur/ UЗИотс
Крутизна преобразования:
Sпр=1/2(Sм1=1/2(( Sмакс - Sмин)/2=(6-1,5)/4=1,12 мА/В
Зададимся L1 = L2 = 1 мкГн;
С3 =С4=1/((2(f0)2(L)=1/((2(3,14(3(107)2(10-6)=
=28(10-12=28 пФ
Характеристическое сопротивление контуров: rк= ЦLк/Ск = Ц10-6/28(10-12=1,9(102
По таблице 6.1 [3] находим отношение полосы пропускания двухконтурного резонансного каскада к полосе приёмника:
Y(n)=1,56
Полоса пропускания одного каскада УПЧ по уровню -3 дБ:
Пiупч=ПЧY(n)=6Ч1,56=9,3 МГц
Эквивалентное затухание контуров: dэ= Пiупч/Ц2Чf0 =9,3/Ц2Ч1,3Ч109=0,05
Полагаем коэффициент включения транзистора в резонансный контур m1=1; dэ/rк = d0 + m12Ч gвых.ПТ + m22Ч gвх.УПЧ
Исходя из условий [3] зададимся собственными затуханиями: d0 @0,006..0,01. Принимаем: d0 = 0,006; gвыхПТ @ 0.
Коэффициент подключения m2 :
[pic]
Коэффициенты передачи смесителя: по напряжению:
Кu= m1(m2(Sпр( rк /2(dэ =1(0,8(1,12(10-3(1,9(102/2(0,05=1,7 по мощности:
Кр= Кu2(Rа/ RвхУПЧ=1,7(75/1(102 = 2,2
Для расчета коэффициента шума смесителя на ПТШ необходимы матрицы S- параметров транзистора АП328А2, которые, как правило, определяются экспериментально (в справочной литературе не обнаружены). Поэтому оценим коэффициент шума транзистора в режиме преобразования частоты :
ШПЧ=(2..3)ЧШтр=(2..3)Ч1,5 @ 3 дБ
Расчёт смесителя по постоянному току :
Напряжение смещения:
Есм=Uси0= Ic о(R2 =0,25 В
R2 =0,25/5(10-3=50 Ом
Напряжение источника питания:
Еп=Uси0+Ic о(Rи=0,25+5(10-3(0,2(103=1,25 В
Так как необходимо согласовать ВЦ и вход смесителя с волновым сопротивлением антенно-фидерного тракта 75 Ом, то взяв R1=Rут=75 Oм получим входное сопротивление смесителя Rвх=75 Ом (т.к. входное сопротивление ПТШ достаточно велико).
5.5. Усилитель промежуточной частоты (УПЧ)
Усилители с широким динамическим диапазоном могут быть построены по схеме усилителя-ограничителя (УО) или усилителя с логарифмической амплитудной характеристикой (ЛАХ). У последних между входным и выходным сигналом существует вполне определенная функциональная зависимость вида :
[pic]
УО такой зависимостью не характеризуются.
Логарифмические усилители могут быть выполнены по параллельной и последовательной и схеме. В первой используется параллельное включение каскадов усилителя с различным коэффициентом усиления. Для защиты от перегрузок и повышения стабильности на выходе каждого каскада ставится двусторонний усилитель-ограничитель, и с выхода каждого канала сигналы суммируются. Однако увеличение массогабаритных показателей, связанное с необходимостью использования значительного числа каналов, обусловило большее распространение усилителей с ЛАХ, построенных по методу последовательного усиления и суммирования:
[pic]
Рис.5.5.1.
Такой усилитель (рис.5.5.1) представляет собой последовательное соединение нескольких каскадов, каждый из которых, в общем случае, содержит линейный усилитель и двусторонний ограничитель. Выходы всех каскадов объединены сумматором через буферные каскады (БК), способствующие увеличению развязки между каскадами и повышению устойчивости усилителя. Для получения амплитудной характеристики, достаточно хорошо приближающейся к логарифмической, все каскады должны быть идентичны. В зависимости от особенностей реализации и назначения логарифмического усилителя, в обобщенную схему могут вноситься изменения. Так, возможно совмещение функций линейного усиления и двустороннего ограничения, например в ИМС; сумматор может быть выполнен в виде резистора, усилительного каскада или линии задержки; буферные каскады могут использоваться также и для коррекции частотной и фазовой характеристик усилителя.
Амплитудная характеристика логарифмических усилителей описывается системой уравнений:
[pic][pic] где К0 – коэффициент усиления в линейном режиме; Uвх.н – пороговый уровень входного сигнала, начиная с которого амплитудная характеристика становится логарифмической; b – коэффициент, определяющий наклон ЛАХ.
Основные показатели логарифмического усилителя могут быть определены из соотношений [11]:
[pic] где КОС - коэффициент усиления одного каскада на ИМС;
Dвх = Uвх.макс / Uвх.н - логарифмический динамический диапазон усилителя, определяемый протяженностью логарифмического участка амплитудной характеристики и равный динамическому диапазону изменения уровня входных сигналов;
Uвх.макс - максимальный уровень входного напряжения, соответствующий концу логарифмического участка амплитудной характеристики;
Uвх.н - напряжение на входе ИМС, при котором начинается амплитудное ограничение; n - число каскадов усилителя;
K0n - к-т усиления всего усилителя в линейном режиме; d - ошибка, связанная с отклонением АХ от логарифмической.
Данные к расчету:
. частота сигнала ПЧ: fпч = 30 МГц;
. избирательность по соседнему каналу: Seск = 10 дБ;
. коэффициент усиления УПЧ: K0n =13440;
. искажения переднего фронта импульса: D(и =0,15 мкс;
. динамический диапазон входных сигналов Dвх=60 дБ;
. динамический диапазон выходных сигналов Dвых= 0,067(10-6 Ю параметры детектора выбраны правильно.
Коэффициент передачи детектора Кд:
Кд = cosQ @ 0,8...0,9
где Q = Ц3p / (Sд(Rн) = Ц 3p / 0,1(1,2к = 0,428
отсюда Кд = 0,9
Входное сопротивление детектора Rвх
Rвх = Rн /2 = 1,2к / 2 = 0,6 кОм
Определим время установления фронта tуд
tуд = Rн(Cн((2(Riэ + Rэ) /(0,5(Rн + 2,5(Riз + Rэ)=
=1,2(103(22(10-12((2(10 + 1,9(103) /( 0,5(1,2(103 + 2,5(10 + 1,9(103)=0,2
мкс
Коэффициент подключения mд
Lк = 50 нГн и Cк = 2 пФ - параметры выходного каскада УПЧ;
rк = ЦLк /Cк = 158 Ом - характеристическое сопротивление контура
d0 = 0,006 [справочник Петрова] Ю П 0,7 упч = d0(fпр = 5 МГц dвн д = П 0,7 упч / 2(fпр = 5 МГц / 1270 МГц = 0,004 - зквивалентное затухание, вносимое детектором mд = dвн д(Rн /2(rк = 0,004(1200/2(158 = 0,15
Полный коэффициент усиления детектора
Кд` = Кд(mд = 0,9(0,15 = 0,135
Расчет емкости разделительного сонденсатора Ср
D%
Страницы: 1, 2
