Рис. 8. Принципиальная схема ДПУ.
4. Проектирование и расчет устройства подавления зеркального канала.
В качестве УПЗК используются полосно - пропускающие фильтры (ППУ).
Микроминиатюрный ППФ можно создать если в качестве резонатора использовать
ферритовый образец из монокристалла железоиттриевого граната (ЖИГ) в виде
обычно весьма малой, отполированной сферы. Сфера ЖИГ, помещенная в
магнитное поле, в котором СВЧ поле и внешнее поле от электромагнита взаимно
перпендикулярны, в силу физических свойств ферритов , резонирует на
частотах ферромагнитного резонатора, равной :
[pic]([pic]= 3.51[pic]10[pic]Ho [Мгц], где Ho - напряженность внешнего
магнитного поля -[A/M].
Изменяя Ho можно в широких пределах перестраивать резонансную частоту.
Исходные данные для расчета:
рабочая частота ([pic]- 17.5 Ггц.
Полоса пропускания Ппр = 710Кгц.
Полоса заграждения Пз = 4([pic]= 140Мгц
1. Рассчитаем требуемую напряженность внешнего магнитного поля Ho:
[pic]([pic]= 3.51[pic]10[pic]Ho Ho = [pic]
Ho =[pic]= 5[pic]10[pic]А/M
2.Для ферритовой схемы выбираем монокристалл ЖИГ с шириной линии
ферромагнитного резонанса (Н = 40А/M и намагниченностью насыщения
ферритовой сферы Мо =1.4[pic]10[pic]А/M.
Определяем ненагруженную добротность ЖИГ резонатора:
Qo = [pic] = [pic] = 11325
3.Находим необходимое число резонаторов фильтра:
n = (Lз( + 6)/20lg(Пз/Ппр)[pic][pic]
n = [pic] = [pic]= 0.5
Примем n=1.
4.Требуемая внешняя добротность ЖИГ резонатора обусловленная каждой петлей
связи:
Qвн о = (fo/Пз)[pic]ant lg[(Lз( + 6)/20];
Qвн о =(17500/140)[pic]ant lg[(20+6)/20] = 441
5.По рис. 4.33 [2] определяем для Qвн о = Qвн 1 = Qвн 2 - требуемые внешние
добротности каждой петли связи.
Qвн[pic]450 требуемый радиус петли связи в этом случае:
r = 3rсф , а rсф = 0.6 мм. r =1.8 мм.
Таким образом определены необходимые данные для конструирования ЖИГ
резонаторов и петель связи, выполненных из ленточного проводника шириной
0.4 мм.
6.По формуле : Ппр/([pic]=1/ Qвн о , уточняем полосу пропускания
двухрезонаторного ППФ:
Ппр = 17500Мгц/450 = 39Мгц.
7.По формуле Lo = 4.34 n[pic] Qвн о/ Q о
рассчитываем потери на резонансной частоте:
Lo =4.34[pic]/11325 = 0.34дб.
8. Пологаем потери рассеяния на границах полосы пропускания , согласно
Lo гр = 2.5 Lo = 0.85 дб.
Тогда суммарное затухание фильтра на границе полосы пропускания :
L[pic]гр = 1+0.85 = 1.85дб.
5. Проектирование и расчет преобразователя частоты.
Наиболее важными требованиями , предъявляемыми к электрическим параметрам
смесителей СВЧ, является: минимальный коэффициент шума, достаточная полоса
рабочих частот, минимальная мощность гетеродина.
Балансные смесители обладают некоторыми преимуществами перед однодиодными
небалансными смесителями. Балансный смеситель (БС) работает при меньшей
мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость и позволяет
уменьшить мощность гетеродина, прсачивающуюся в антенну. Однако можно
использовать однодиодный небалансный смеситель.
Исходные данные:
fo = 17.5Ггц - рабочая частота.
Шпч[pic]10 [pic]необходимо применить балансный ПЧ.
fпч = 35Мгц - промежуточная частота.
1.Выберем смесительные диоды и определим их параметры по таблице 7.1 [2].
Используем тип ОБШ АА112Б в микростеклянном корпусе, имеющем, при
Рг = 3мВт, потери преобразования Lпр[pic] 6дб, шумовое отношение [pic]=
0.85,
rвых сд = 490...664 Ом и Fнорм [pic]7дб,
где Fнорм - нормированный коэффициент шума.
2.Проектирование топологической схемы смесительной секции.
Выбираем схему с согласующим короткозамкнутым шлейфом перед диодом.
Волновое сопротивление четвертьволновых отрезков МПЛ в выходной цепи секции
принимаем для низкоомных и высокоомных отрезков соответственно 20ом и 90ом.
[pic]
Рис.9 Топологическая схема микрополосковой смесительной секции с
согласующими короткозамкнутым шлейфом lшл перед диодом:
1- короткозамкнутый отрезок МПЛ для компенсации реактивной составляющей
полной проводимости на входе отрезка l1.
2 - диод в стеклянном корпусе.
3 - низкоомный разомкнутый четвертьволновый шлейф.
3.Проектирование СВЧ - моста.
В балансном смесителе , предназначенном для малошумящего двухбалансного
смесителя необходимо использовать синфазно- противофазные , т.е.
микрополосковые кольцевые мосты. Однако учитывая относительно неширокую
заданную полосу (Ппр= 853.5), целесобразно использовать квадратурный
двухшлейфовый мост со сдвигом смесительных секций друг относительно друга
на [pic], поскольку с ним можно получить более компактную топологическую
схему БС и МШДБС в целом (см. Рис. 10).
[pic]
Рис.10. Топологическая микрополосковая секция малошумящего двухбалансного
смесителя.
СД - однофазный делитель мощности пополам в виде Т соединения линий с
согласующим четвертьволновым трансформатором на входе.
КД - квадратурный делитель мощности пополам в виде квадратурного СВЧ -
моста с согласованной нагрузкой в неиспользованном плече.
1. Расчет и проектирование двухшлейфного моста.
Исходные данные:
fc=17.5Ггц.
Подложка из феррита толщиной h=0.5мм имеет диэлектрическую проницаемость
среды [pic] = 9 и tg угла диэлектрических потерь tg[pic] =0.005 , материал
проводников - золото, проводящие линии имеют W=50[pic].
1)Определяем волновое сопротивление основной линии:
Wл = W/[pic] = 50/[pic]= 35.5ом. Для шлейфов Wш = W = 50 ом.
2)По формуле W/h = (314/ W[pic]) - 1, находим ширину полоски основной
линии:
[pic] = ((314/ W[pic]) - 1)h = ((314/35.5[pic]) - 1) 0.5 = 0.97 мм.
Шлейфов:
[pic] = ((314/50[pic]) - 1) 0.5 = 0.55 мм.
3)По формулам :
[pic] = [pic]/[pic],где [pic]- длина волны в линии,
[pic] - длина волны в воздухе,
[pic]- диэлектрическая проницаемость среды в линии,
[pic]= 0.5[1+ [pic]+ ([pic]- 1)/[pic]]
Для основной линии:
[pic]= 0.5[1+ 9 +(9- 1) /[pic]] = 6.61,
и [pic]= 23/4[pic][pic]= 2.23 мм.
Для шлейфов :
[pic]= 6.26,
[pic]= 2.3 мм.
4)Рассчитаем полные потери в основной линии и шлейфе моста. Для расчета
потерь проводимости из таблицы 3.5 [2] находим удельную проводимость золота
:[pic] = 4.1[pic]10[pic]см/м и толщину слоя[pic] = 0.78 мкм.
По формуле:
Rп = 1/[pic][pic] = [pic] ,
Определим поверхностное сопротивление проводника :
[pic]- удельная проводимость проводника.
[pic] = 2[pic]f - рабочая частота.
[pic] =1.256[pic]10[pic]г/м - магнитная проницаемость в вакууме.
[pic] = относительная магнитная проницаемость среды.
Rп = 1/4.1[pic][pic]= 0.031ом/м[pic].
Погонные потери проводимости МПЛ основной линии:
[pic]= 8.68 Rп/W[pic],
[pic]= 8.68[pic]0.031/35.5[pic]= 0.078 дб/см,
и щлейфа:
[pic]= 8.68[pic]0.031/50[pic]0.055 = 0.98 дб/см,
Потери проводимости отрезка основной линии и шлейфа соответственно равны:
([pic]= [pic][pic][pic] = 0.078[pic]0.223 = 0.017 дб,
([pic]= 0.098[pic]0.23 = 0.023 дб.
5)Аналогичным образом вычислим диэлектрические потери отрезка[pic]в МПЛ
моста, используя формулу:
[pic]=27.5[pic][pic][pic][pic]
Потери основной линии:
([pic]=[pic][pic]= 0.223[pic]27.3[pic][pic]= 0.102дб.
Потери шлейфа:
([pic]= 0.23[pic]27.3[pic][pic]=0.115дб.
Т.о. получено, что диэлектрические потери больше потерь проводимости (из за
большой величины tg[pic] - угла диэлектрических потерь).
6)Такие потери шлейфа и основной линии моста соответственно равны:
([pic]=([pic]+([pic]= 0.023 + 0.115 = 0.132дб = 0.015 Нп,
([pic]= ([pic]+([pic]= 0.017 + 0.102 = 0.129 дб = 0.014Нп.
7)КСВ входных плеч моста:
[pic] =(2+3([pic]+3[pic]([pic])/(2+([pic]+[pic]([pic]),
[pic] =(2+3[pic]3[pic][pic][pic])/(2+0.015+[pic][pic]0.014)= 1.07.
Развязка изолированного плеча:
L[pic]= 20 lg
[pic][pic][pic]([pic]+[pic][pic]([pic])/(([pic]+[pic][pic]([pic])],
L[pic]= 35дб.
Потери моста:
L[pic]= 20 lg(1+([pic]+[pic][pic]([pic]),
L[pic]= 20 lg(1+0.015 +[pic][pic]0.014) = 0.3дб.
Эти параметры моста соответствуют средней рабочей частоте полосы частот.
Потерями моста (L[pic][pic]0.3дб) можно пренебречь.
Определяем разброс параметров диодов в паре.
Для проектируемого БС полагаем диоды подобранными в пары с разбросом rвых
СД согласно формуле:
r[pic]= rвых СД1/ rвых СД2[pic]1+ 30/ rвых СД min,
r[pic]= 1+ 30/440= 1.07 и разбросом Lпр.б, при котором L[pic]= 0.5дб.
5.Находим rБС ср= 0.5 rвых СДср = 270 ом и принимаем LБС max = Lпр[pic]max
= 6дб.
nбс = nш = 0.85.
6. Рассчитываем величину :
[pic] L[pic]r[pic](дб) = 0.12 + 0.5 + 10lg1.07 = 0.92дб. По графику
рис.7.22.[2] определяем коэффициент подавления шума гетеродина
Sш = 26дб.
7.Находим необходимую мощность гетеродина на входе БС по формуле:
Рг =1[pic]2[pic]3 =6мВт (при расчете оптимальной мощности гетеродина
полагается равной паспортной Ргопт =3мВт).
8.Определяем шумовое отношение по формулам:
ma =10lg[pic]nгс10[pic]RTo ,
где nгс - относительный спектр мощности шума,
ma - выбирается в пределах 100-180 дб/Гц,
R - постоянная Больцмана. R =1.38[pic]10[pic] дж/К.
То = 273 К.
nгс = ant lg (ma /10)/10[pic] RTo = ant lg (-
180/10)/(10[pic]1.38[pic]10[pic][pic]273) = 25дб/Гц.
nг = nгс Рг.
nг = 25[pic]6 = 150.
9.Рассчитываем коэффициент шума по формуле:
N[pic]= L[pic]L[pic](n[pic]+ n[pic]/ L[pic]L[pic]S[pic]+ N[pic]-1),
где L[pic]- потери СВЧ моста, L[pic]=1,
nг - шумовое отношение. nг = 150.
n[pic]- шумовое отношение БС. n[pic]= 0.85.
S[pic]- коэффициент подавления шума гетеродина. S[pic]= 26дб.
N[pic]- коэффициент шума УПЧ. N[pic]= 4.
L[pic]- затухания в системе.
N[pic]= 1[pic]= 12дб.
Гетеродин выбираем по таблице 8.4, приведенной на стр.364[2]. Исходными
данными является рабочая частота [pic], выходная мощность [pic] мВт, и
диапазон электрической перестройки частоты[pic](механической перестройки
частоты не требуется, так как передатчик работает на фиксированной частоте
17.5 Ггц). Полагаем [pic][pic][pic]и [pic]=[pic]-[pic]= 35Мгц,
[pic]=[pic]+[pic]=17535Мгц, т.е. рабочая частота гетеродина составляет
17535Мгц, диапазон перестройки [pic]= 35 Мгц.
Итак, выбираем гетеродин типа VSX-9012, имеющий параметры:
-рабочая частота : 12.4-18Ггц.
-диапазон механической перестройки: [pic]= 0Мгц.
-диапазон электрической перестройки: [pic]=1000Мгц.
-выходная мощность гетеродина: [pic][pic]50мВт.
-напряжение питания: U[pic]= 8В.
-ток питания: I[pic]= 0.4 А.
В генераторах на диодах Ганна с полосковой и микрополосковой конструкцией
используют электрическую перестройку частоты. Наиболее распространенным
методом такой перестройки является включение варактора в колебательную
систему гетеродина. Варактор представляет собой диод с нелинейной емкостью,
величина которой изменяется при изменении отрицательного смещения Uов на
нем. Таким образом изменяют резонансную частоту колебательной системы и
осуществляют электрическую перестройку частоты. Достоинством такого метода
перестройки является практически полное отсутствие потребление тока по цепи
управления частотой. В схему генератора варактор можно включать
последовательно или параллельно СДГ (рис.11). Колебательная система ГДГ
включает в себя все реактивные элементы ДГ и варактора, а также настроечно-
согласующую секцию, состоящую в выходной линии и разомкнутого параллельного
шлейфа длиной lшл . Цепь СВЧ от цепей постоянного тока развязывают
режекторные фильтры РФ. [pic]
[pic]
Рис. 12 Эквивалентная схема на диоде Ганна с последовательным включением варактора для перестройки частоты.
6.Проектирование и расчет УПЧ.
1) Коэффициент усиления по мощности преселектора.
К[pic]= К[pic]К[pic]Крурч Кр[pic]Крпч:
Где К[pic]=0.9, Курч =30; К[pic] К[pic]Крпч- соответственно определяем по
вычисленным ранее значениям ранее затуханиям сигналов
в этих устройствах.
К= 1/L
Lузп= 0.8дб =1.21[pic] К[pic]=0.825,
Lупзк= 0.66дб = 1.16[pic] Кр[pic]= 0.85,
L пч = 6дб = 4[pic] Крпч = 0.25.
К[pic]= 0.9[pic]= 5[pic]6.5дб.
2)Мощность сигнала на входе на входе УПЧ при чувствительности
Рап=15.5[pic]10[pic]Вт , составит:
Р[pic]= 15.5[pic]10[pic][pic]5 = 77.5[pic]10[pic].
3)Напряжение сигнала на входе 1-го каскада УПЧ, при согласовании этого
каскада со смесителем, равно:
Uвхп= [pic], где g[pic]= Zм(ом)- входная проводимость транзистора, который
будет использоваться в УПЧ. Для УПЧ используют биполярные транзисторы.
В качестве транзистора выбираем ГТ 309А (по таблице приложения 4[2]), т.к.
0.3[pic]= 27Мгц.[pic] [pic]= 90 Мгц и выполняется условие [pic][pic](2-
3)[pic].
Параметры ГТ 309А:
[pic]= 120Мгц, 0.3[pic]= 27Мгц, [pic]= 30 мА/В, g[pic]= 2 мСм, С[pic]=
70пф, g[pic]= 6мкСм, С[pic]= 8пф, С[pic]= 2пф, h[pic]= 50, Nм= 5дб, Iкбо=
2мкА.
4)Требуемый коэффициент усиления:
Ко= Uвых/Uвх п,
где Uвых - выходное напряжение ПЧ, равное входному напряжению детектору
([pic]0.01в).
5)Для обеспечения избирательности по соседнему каналу применяют фильтр
сосредоточенной селекции (ФСИ) на ПЧ , т.к. ФСИ может дать лучшую
избирательность , чем УПЧ с распределенной избирательностью. При этом
каскад УПЧ содержит каскад с ФСИ, который обеспечивает требуемую
избирательность и ряд апериодических или слабоизбирательных каскадов,
создающих основное усиление на ПЧ.
Исходные данные:
[pic] = 35Мгц- промежуточная частота,
П= 710Кгц- полоса пропускания,
[pic][pic]=20дб- ослабление соседнего канала.
[pic]
Рис. 13.Принципиальная схема каскада с ФСИ.
6)Определим величину [pic][pic]:
[pic][pic]= [pic];
где [pic]- промежуточная частота,
d- собственное затухание контура,
П- полоса пропускания УПЧ.
d = 0.004, П = 1Мгц.
[pic][pic]= [pic]= 0.38
7) Задаемся числом звеньев и в качестве начального приближения выбираем n=
4.
8)Находим ослабление на границе полосы пропускания, обеспечиваемое одним
звеном:
Sеп1= Sеп/n, где Sеп- ослабление на границе полосы пропускания.
Sеп = 3дб.
Sеп1=3/4 = 0.75
9)По графикам рис.6.4 (стр.284[2]) для [pic][pic]= 0.38 и Sеп1= 0.75
находим параметр [pic].
[pic]= 0.83.
10) Определим разность частот среза:
[pic][pic]= [pic]= 1.4Мгц/0.83 = 1.7Мгц.
11)Определим вспомогательные величины y[pic]и [pic]:
y[pic]= [pic];
[pic]= [pic];
y[pic]= 2[pic]/1.7[pic]= 1.65; [pic]= 0.26[pic]0.83 = 0.2
12)По графику рис.6.3 находим для [pic]= 0.2 и y[pic]= 1.65:
S[pic]= 8дб.
13)Определяем расчетное ослабление соседнего канала, задавшись величиной
[pic]:
S[pic]= n[pic],
где (S[pic]- ухудшение избирательности из-за рассогласования фильтра с
источником сигнала и нагрузкой.
S[pic]= 4[pic]8дб - 3дб = 29 дб[pic]20дб.
14)Для расчета элементов фильтров зададимся величиной номинального
характеристического сопротивления: Wo= 10кОм.
15)Вычисляем коэффициенты трансформации по формулам:
m[pic]= [pic]
m[pic]= [pic]
Wo[pic]g[pic]= 10[pic]10[pic][pic]6[pic]10[pic] = 0.08[pic]1[pic],
Wo[pic]g[pic]= 10[pic]10[pic][pic]2[pic]10[pic] = 20[pic]1 [pic];
16)По графикам (рис.6.6) стр.287[2]) определяем коэффициент передачи ФСИ
для n= 2, [pic]= 0.2
Кпф= 0.65.
17)Рассчитаем коэффициент усиления каскада с ФСИ:
Коф= 0.5m[pic] m[pic][pic]WoКпф
Коф= 0.5[pic]1[pic]0.20[pic]30[pic]10[pic][pic]10[pic]10[pic][pic]0.65 =
20.
Для требуемого усиления (140000) необходимо 4каскада. Тогда коэффициент
усиления составит 160000. Превышением можно пренебречь.
18) Рассчитываем элементы, образующие звенья ФСИ.
[pic]
Где m[pic]- соответствует коэффициенту трансформации m[pic], [pic]-
коэффициент связи (0.7-0.9).
[pic]
7. Проектирование детектора широкоимпульсного сигнала с линейной частотной модуляцией.
Устройство, предназначенное для выделения огибающей процесса называется
детектором. При Uм(0.3-0.5В диодный детектор работает в квадратичном
режиме. Операцию получения квадрата огибающей выполняют в два приема:
сначала с помощью линейного детектора выделяют огибающую, напряжение
которой затем подают квадратор. Квадратор относится к устройствам ,
реализующим операцию умножения процесса на процесс. Наиболее совершенные
перемножители - умножители компенсационного типа.
[pic]
Рис.14. Умножитель компенсационного типа.
При подаче на вход 1 (U[pic]) напряжения U[pic] реализуется операция
возведения в квадрат. Умножитель компенсационного типа состоит из двух
перемножителей прямого действия. Простейшим умножителем является
избирательный усилитель с регулируемым коэффициентом усиления. Так же в
состав умножителя компенсационного типа входит операционный усилитель (ОУ).
Амплитудный линейный детектор (АД) выполняют на полупроводниковых диодах
или транзисторах. Диодные полупроводниковые детекторы могут иметь как
последовательные, так и параллельные схемы включения.
[pic]
Рис.15. Последовательная схема включения АД.
Источником сигнала является колебательный контур Lк, Ск , индуктивно
связанный с выходом резонансного усилительного каскада. К нему подключен
детектор , образованный диодом Д и нагрузкой RC. Фильтр (Lф и его
паразитная емкость Сф) - уменьшает высокочастотные пульсации выходного
напряжения.
Перед детектированием импульсы, принимаемые РЛ приемным устройством,
согласно структурной схеме, проходят фильтровую обработку. Фо -
представляет собой согласованный фильтр. Фильтр Фв - весовой сумматор на
скользящем интервале.
[pic]
Рис.16.Весовой сумматор на скользящем интервале.
Итак, коэффициенты устройств, входящих в структурную схему (до АД):
Капч= 0.95, Кузп= 0.9, Кувч= 5.5, Купзк= 0.92, Кпч= 0.5, Купч= 1,6[pic] ,
Кф= 0.1;[pic] после СФ (т.к. он ослабляет сигнал), необходимо ввести в
схему усилитель с коэффициентом передачи: Кус= 10.
Введем каскад с ОЭ.
8.Проектирование АПЧ.
Для автоподстройки частоты гетеродина можно использовать частотный детектор
приемника и управитель частоты (УЧАП), который должен работать при
относительно медленном изменении частоты, вызванном нестабильностью
передатчика и гетеродина приемника.
[pic]
Рис.16. Принципиальная схема АПЧ.
В системе АПЧ используется частотный детектор. Его подключаем к каскаду УПЧ
, выполненному на интегральной микросхеме К224УС3. Частотный детектор
выполнен на расстроенных контурах с последовательным резонансом. (Д1, Д2,
С1- С4,L1, L2, R1, R2).
Чтобы последующие цепи не шунтировали нагрузку ЧД, на его выход ставим
эммиттерный повторитель, в качестве которого использовали микросхему
К2УЭ182 . Коэффициент передачи ЭП - Кэп= 0.9. Учитывая , что уровни
сигналов на входе на выходе ЧД велики, видеоимпульсы после ЭП необходимо
усиливать в разных каналах.
Пиковые детекторы (на Д3 и Д4) - для формирования регулирующих напряжений,
которые складываются после пиковых детекторов для получения результирующей
характеристики частотного детектора.
Видеоусилители, к которым должны присоединятся пиковые детекторы построены
на микросхемах К218УИ1 (импульсный усилитель на положительную полярность) и
К218УИ2 (импульсный усилитель на отрицательную полярность), имеющие
основные характеристики: Кву[pic]3, Riву= 100 ом.
Истоковый повторитель на полевом транзисторе КП102Л, служит для исключения
шунтирования нагрузок пиковых детекторов.
10.Проектирование системы АРУ (автоматической регулирования усиления).
Исходные данные:
Тип АРУ: ИАРУ
Dвх =50 дб,
Dвых =10 дб.
Так как динамический диапазон входных выходных сигналов составляют 50 и
10дб, то требуемое изменение усиления УПЧ при максимальном ИАРУ составит
[pic]раз.
Количество регулируемых каскадов:
[pic]n[pic]=[pic], где [pic]- изменение усиления одного каскада.
Охватывая АРУ 3 каскада, регулировку усиления на выходной каскад УПЧ не
вводят. Получаем требуемое изменение усиления одного каскада.
n[pic]= [pic]n[pic]=4/3 =1.33
[pic]= 22 - коэффициент передачи каждого из трех каскадов должен меняться в
пределах : 0.23-5
[pic]
Рис. 17 Принципиальная схема ИАРУ.
11.Проектирование видеоусилителя.
В видеоусилителях на транзисторах применяют схемы с общим эммитером , так
как они обеспечивают наибольшее усиление.
Исходными данными для рассчета являются:
- необходимый коэффициент усиления : Кву =146.
- время установления импульса tуст.=0,4 мкс.( т.к. импульс- прямоугольный
).
- длительность импульсного сигнала ( = 1.83 мкс.
- спад вершины [pic]=0.1.
- выброс вых. напряжения [pic]= 0.1.
-сопротивление источника сигнала =20 кОм.
- Rн =18 кОм. Сн =25 пФ.
1) Выбираем транзистор:
[pic][pic](1.4[pic]/[pic])[pic]
[pic][pic]6.2Мгц [pic][pic]- граничная частота [pic]60 Кгц.
Выбираем транзистор ГТ309А:
[pic]= 100-300.
2)Так как параметры выходного устройства R=18 Ком, С= 25 пф, то нагрузка
имеет емкостной характер, то используем схему с общим эмиттером. Для
необходимого коэффициента усиления ВУ, необходимо поставить два каскада с
ОЭ.
[pic]
Рис.18. Принципиальная схема видеоусилителя.
12. Конструкция приемника.
Основной задачей конструирования приемника является обеспечение
работоспособности устройства с параметрами заложенными в его электронный
расчет.
Необходимо добиться такого взаимного расположения каскадов и узлов на
печатной плате, чтобы минимизировать паразитные связи; обеспечить жесткость
конструкции, корозийной и стойкости устройства; обеспечить удобство
управления, контроля, ремонта и транспортировки; уменьшить габаритные
размеры и массу; согласовать конструктивно приемник с аппаратурой, с
которой он работает.
Для уменьшения паразитных связей необходимо тщательно продумать размещение
каскадов. Используют размещение схемы ‘в линейку’, либо ‘по периметру’.
Для обеспечения жесткости конструкции печатные платы крепятся на прочном
основании. В профессиональных устройствах, имеющих блочную конструкцию
такие рамы в виде кассет вставляются в кожухи.
При использовании приемника в тяжелых климатических условиях отдельные
элементы и блоки помещают в специальные герметические кожухи.
При работе приемника необходим отвод тепла через естественную конвенцию
воздуха.
Проектирование внешнего вида приемника является одной из важнейших задач и
должно производиться в содружестве с художником. Форма и расположение ручек
управления влияет на работоспособность оператора.
13. Заключение.
Расчет чувствительности РПУ определяем по фомуле:
РА=К[pic]То[pic]Пш[pic][pic][pic], Nп-коэффициент шума приемника; Nп =3.
Тогда РАр = 1.38[pic]=5[pic]вт.
Ослабление по зеркальному каналу - 30дб.
Ослабление по соседнему каналу - 29дб.
14.Список литературы.
1. ‘ Проектирование радиолокационных приемных устройств. ‘ | Под редакцией
Соколова М. А. 1984г. |
2. ‘ Проектирование РПУ. ‘ | Под редакцией Сиверста. 1976г. |
3. ‘ Расчет радиоприемников. ‘ | Бобров Н.В. и др. 1971г. |
4. ‘ Радиоприемные устройства. ‘ | Ширман и Рулевич. |
5. ‘ Справочник по п.п. диодам, транзисторам и интегральным микросхемам. ‘
| Под редакцией Горнонова 1979г.|
6. ‘ ИМС. Справочник. ‘
7. ‘ Устройства приема и обработки сигналов. ‘ Методические указания к курсовому проектированию. Саломасов В.В. Соколов М. А. 1989г.
Т
Страницы: 1, 2
